Аппаратное обеспечение

Рисунок 1. Источник питания BUC.Как правило, при проектировании асинхронного понижающего источника питания между выводами SW и BOOT микросхемы подключается бутстрепный конденсатор, например, C1 на рисунке 1. Бутстрепный конденсатор использует свойство, заключающееся в том, что напряжение на нем не может резко изменяться. Когда на конденсаторе поддерживается определенное напряжение, при увеличении напряжения на отрицательном выводе конденсатора напряжение на положительном выводе остается на исходном уровне разности напряжений на отрицательном выводе, тем самым увеличивая управляющее напряжение.Рисунок 2. Схема внутренней структуры микросхемы Buck.Микросхема понижающего преобразователя, показанная на рисунке 2, состоит из двух NMOS-транзисторов, которые попеременно проводят ток комплементарно. Общее входное напряжение VIN подается через внутренний стабилизатор напряжения, который выдает низкое постоянное напряжение Vb для зарядки Vboot. Этот внутренний стабилизатор напряжения обычно представляет собой источник питания с низким падением напряжения (LDO). Во время работы микросхемы понижающего преобразователя, когда нижний MOSFET Q2 включен, напряжение на выводе SW равно 0. Выходное напряжение LDO Vb заряжает бутстрепный конденсатор C1, который затем протекает через диод D1, а затем через нижний MOSFET Q2. Напряжение на конденсаторе приблизительно равно Vb, и напряжение на выводе BOOT теперь равно Vb. Когда нижний MOSFET Q2 выключен, а верхний MOSFET Q1 включен, напряжение на выводе SW возрастает с 0 В до VIN. S-полюс нижнего MOSFET Q2 напрямую заземлен. Пока на G-полюсе присутствует высокий уровень выходного напряжения (>Vth), нижний MOSFET Q2 будет включен. Напряжение на S-полюсе верхнего MOSFET Q1 равно входному напряжению VIN. Для поддержания включенного состояния верхнего MOSFET Q1 напряжение управления затвором должно быть больше VIN + Vgs(th). Поскольку напряжение на конденсаторе в этот момент не может резко изменяться, напряжение на выводе BOOT повышается до значения, превышающего VIN (VIN + Vb). Конденсатор C1 подключен параллельно источнику питания блока управления верхнего MOSFET Q1, HS Driver. Бутстрепный конденсатор C1 разряжается, обеспечивая питание, а напряжение питания представляет собой разность напряжений на бутстрепном конденсаторе. Благодаря наличию бутстрепного конденсатора напряжение управления затвор-исток верхнего MOSFET Q1 удовлетворяет условию включения (Vgs > VIN + Vgs(th)), тем самым поддерживая включенное состояние верхнего MOSFET Q1. Пока напряжение между выводами BOOT и SW превышает пороговое значение BOOT UVLO, верхний MOSFET Q1 остается включенным. Когда напряжение на бутстрепном конденсаторе падает ниже порогового значения BOOT UVLO из-за разряда, верхний MOSFET Q1 выключается, а нижний MOSFET Q2 включается, периодически заряжая бутстрепный конденсатор и тем самым реализуя режим ШИМ-управления понижающего источника питания.

В схемах, используемых для связи по шине SPI с периферийными устройствами, небольшой резистор с сопротивлением в десятки Ом обычно подключается последовательно с сигнальной линией, как показано на рисунке 1. Такая конструкция обеспечивает выполнение следующих функций:1. Согласование импедансов. Когда сигнальные линии SPI длинные или емкость нагрузки велика, сигнал может отражаться на конце линии передачи, вызывая колебания формы сигнала (звон) или выбросы/провалы. Последовательный резистор действует как согласующий импеданс на конце источника (обычно близко к ведущему концу), поглощая отраженную энергию и уменьшая проблемы с целостностью сигнала. Это особенно важно в высокоскоростных SPI (например, десятки МГц) или длинных трассах.2. Снижение электромагнитных помех (ЭМП). SPI-связь часто работает на высоких скоростях. Последовательный резистор, вместе с линейной емкостью и емкостью нагрузки, образует RC-цепь. Такая структура цепи помогает замедлить нарастающие и спадающие фронты сигнала, предотвращая тем самым перерегулирование. Это положительно влияет на подавление ЭМП, особенно в высокоскоростных цепях.3. Ограничение тока и защита устройства. Резистор ограничивает поток тока в случае случайного короткого замыкания (например, из-за ошибок в проводке), предотвращая повреждение портов ввода-вывода ведущего или ведомого устройства.4. Оптимизация отладки. Во время отладки обычно используют осциллограф для захвата сигналов. Подключение резистора последовательно с линией сигнала SPI упрощает наблюдение и отладку сигнала с помощью осциллографа, повышая эффективность отладки.

Рисунок 1. Источник питания BUC.Как правило, при проектировании асинхронного понижающего источника питания между выводами SW и BOOT микросхемы подключается бутстрепный конденсатор, например, C1 на рисунке 1. Бутстрепный конденсатор использует свойство, заключающееся в том, что напряжение на нем не может резко изменяться. Когда на конденсаторе поддерживается определенное напряжение, при увеличении напряжения на отрицательном выводе конденсатора напряжение на положительном выводе остается на исходном уровне разности напряжений на отрицательном выводе, тем самым увеличивая управляющее напряжение.Рисунок 2. Схема внутренней структуры микросхемы Buck.Микросхема понижающего преобразователя, показанная на рисунке 2, состоит из двух NMOS-транзисторов, которые попеременно проводят ток комплементарно. Общее входное напряжение VIN подается через внутренний стабилизатор напряжения, который выдает низкое постоянное напряжение Vb для зарядки Vboot. Этот внутренний стабилизатор напряжения обычно представляет собой источник питания с низким падением напряжения (LDO). Во время работы микросхемы понижающего преобразователя, когда нижний MOSFET Q2 включен, напряжение на выводе SW равно 0. Выходное напряжение LDO Vb заряжает бутстрепный конденсатор C1, который затем протекает через диод D1, а затем через нижний MOSFET Q2. Напряжение на конденсаторе приблизительно равно Vb, и напряжение на выводе BOOT теперь равно Vb. Когда нижний MOSFET Q2 выключен, а верхний MOSFET Q1 включен, напряжение на выводе SW возрастает с 0 В до VIN. S-полюс нижнего MOSFET Q2 напрямую заземлен. Пока на G-полюсе присутствует высокий уровень выходного напряжения (>Vth), нижний MOSFET Q2 будет включен. Напряжение на S-полюсе верхнего MOSFET Q1 равно входному напряжению VIN. Для поддержания включенного состояния верхнего MOSFET Q1 напряжение управления затвором должно быть больше VIN + Vgs(th). Поскольку напряжение на конденсаторе в этот момент не может резко изменяться, напряжение на выводе BOOT повышается до значения, превышающего VIN (VIN + Vb). Конденсатор C1 подключен параллельно источнику питания блока управления верхнего MOSFET Q1, HS Driver. Бутстрепный конденсатор C1 разряжается, обеспечивая питание, а напряжение питания представляет собой разность напряжений на бутстрепном конденсаторе. Благодаря наличию бутстрепного конденсатора напряжение управления затвор-исток верхнего MOSFET Q1 удовлетворяет условию включения (Vgs > VIN + Vgs(th)), тем самым поддерживая включенное состояние верхнего MOSFET Q1. Пока напряжение между выводами BOOT и SW превышает пороговое значение BOOT UVLO, верхний MOSFET Q1 остается включенным. Когда напряжение на бутстрепном конденсаторе падает ниже порогового значения BOOT UVLO из-за разряда, верхний MOSFET Q1 выключается, а нижний MOSFET Q2 включается, периодически заряжая бутстрепный конденсатор и тем самым реализуя режим ШИМ-управления понижающего источника питания.

Датчики и приборы имеют диапазон рабочего напряжения, и только в пределах этого диапазона система может работать стабильно и надежно. Мы знаем, что порог высокого напряжения можно контролировать с помощью схемы защиты от перенапряжения, но как определяется порог низкого напряжения? В источниках питания обычно используется решение типа понижающего преобразователя (BUCK) + низковольтный преобразователь (LDO). Минимальное рабочее напряжение устанавливается функцией UVLO (блокировка при пониженном напряжении) схемы понижающего преобразователя, которая действует как «защитный механизм». Это гарантирует, что система работает только тогда, когда входное напряжение выше напряжения UVLO, предотвращая нестабильность в последующих источниках питания и потенциально вызывая сбои в работе системы из-за чрезмерно низкого входного напряжения.Блокировка при пониженном напряжении (UVLO) — это механизм защиты цепи, который контролирует входное напряжение системы. Когда входное напряжение падает ниже установленного порогового значения, UVLO отключает выходное напряжение источника питания, предотвращая нестабильность системы, повреждение компонентов и даже угрозу безопасности, вызванную недостаточным напряжением.Конструкция с двойным порогом UVLOПорог запуска (V_START): Когда входное напряжение повышается до этого значения, схема начинает работать (например, 6,5 В).Порог отключения (V_STOP): Когда входное напряжение падает до этого значения, схема прекращает работу (например, до 5 В). Напряжение гистерезиса (HYS): Это предотвращает частые переключения, вызванные колебаниями напряжения вблизи порогового значения (например, после запуска при 6,5 В напряжение должно упасть до 5 В перед отключением).В качестве примера рассмотрим микросхему понижающего преобразователя напряжения TPS54561 от TI. Функция защиты от пониженного напряжения (UVLO) реализована через вывод EN. Внутренняя структура включает два ключевых модуля: ① Компаратор напряжения: Он определяет напряжение на выводе EN относительно внутреннего порогового значения (типичное значение V_ENA = 1,2 В). ② Источник гистерезисного тока: Он обеспечивает гистерезисный ток Ihys = 3,4 мкА для предотвращения частых переключений, вызванных колебаниями напряжения.Согласно технической документации, вывод EN микросхемы TPS54561 включает в себя подтягивающий источник тока I1 = 1,2 мкА, источник тока гистерезиса Ihys = 3,4 мкА и V_ENA = 1,2 В (пороговое значение вывода EN). Пороговое значение защиты от пониженного напряжения (UVLO) настраивается с помощью двух резисторов-делителей напряжения, как показано в следующей формуле:Метод настройки UVLO для TPS54561Используйте внешний резисторный делитель напряжения для регулировки напряжения запуска (V_START) и напряжения отключения (V_STOP) защиты от пониженного напряжения (UVLO):Начинайте, когда входное напряжение ≥ 6,5 В (добавляйте шаги 1-3 В к целевому выходному напряжению 5 В, в данном случае 5 В + 1,5 В = 6,5 В).Остановить работу, когда входное напряжение станет ≤ 5 В (поскольку целевое выходное напряжение составляет 5 В).Этапы расчета:Рассчитайте R1/R_UVLO1:R_UVLO1 = (V_START - V_STOP) / I_HYS = (6,5 В - 5 В) / 3,4 мкА ≈ 442 кОмРассчитайте R2/R_UVLO2:R_UVLO2 = (V_ENA * R_UVLO1) / (V_START - V_ENA + I1 * R_UVLO1) ≈ 90,9 кОмОкончательный результат показан на рисунке ниже:Функция UVLO выполняет функцию сторожевого устройства для системы электропитания, принимая решительные меры при возникновении отклонений от нормы напряжения, обеспечивая дополнительную защиту вашей системы электропитания!

При проектировании высокоскоростных или высокочастотных печатных плат инженеры-электронщики используют принцип 20H для соответствия стандартам электромагнитной совместимости и снижения электромагнитного излучения. Этот принцип требует смещения плоскости питания на 20H относительно плоскости заземления, где H представляет собой расстояние между плоскостью питания и плоскостью заземления. Это также служит для подавления излучения на краях платы. Электромагнитные помехи распространяются наружу по краям платы. Смещение плоскости питания назад позволяет проводить электрическое поле только в пределах плоскости заземления, что эффективно улучшает электромагнитную совместимость. Подложка с шагом 20H может ограничивать 70% электрического поля краем заземления; подложка с шагом 100H может ограничивать 98% поля.Плоскость заземления должна быть больше плоскости питания или сигнала, чтобы предотвратить внешние помехи от излучения и защитить плоскость заземления от внешних воздействий. Как правило, смещения плоскости питания на 1 мм относительно плоскости заземления во время проектирования печатной платы достаточно для соблюдения принципа 20H. Для реализации принципа 20H мы обычно смещаем плоскость питания на 1 мм относительно плоскости заземления при разделении слоев. Затем внутри 1-миллиметровой подложки просверливаются экранирующие заземляющие переходные отверстия толщиной 150 мил каждое, как показано на рисунке 1.

Для обеспечения качества трассировки сигналов и предотвращения перекрестных помех при проектировании печатных плат мы поддерживаем расстояние между сигнальными дорожками, равное трехкратной ширине линии. Как показано на рисунке 1, это расстояние относится к расстоянию между центрами дорожек. Поскольку ширина линии выражается в английском языке как «width», это правило часто называют принципом 3W. Когда расстояние между центрами дорожек составляет не менее трехкратной ширины линии, гарантируется отсутствие помех в 70% межлинейных электрических полей. Если необходимо обеспечить отсутствие помех в 98% межлинейных электрических полей, можно использовать правило 10W.Принцип 3W — это принцип компоновки печатных плат, которому разработчики могут следовать без необходимости применения дополнительных методов проектирования. Однако такой подход к проектированию занимает значительную площадь и может затруднить трассировку. Основной отправной точкой принципа 3W является минимизация связи между трассами. Этот принцип можно выразить следующим образом: расстояние между трассами (расстояние между центрами трасс) должно быть в три раза больше ширины одной трассы. Или же расстояние между двумя трассами должно быть больше, чем в два раза больше ширины одной трассы. Например, если тактовая линия имеет ширину 6 мил, другие трассы могут быть проложены только на расстоянии 2 x 6 мил от этой трассы, или расстояние между краями должно быть больше 12 мил. Принцип 3W легко реализуется в проектировании печатных плат путем обеспечения того, чтобы расстояние между центрами трасс было в три раза больше ширины трассы. Например, если ширина трассы составляет 6 мил, то в Allegro правило «линия-линия» можно установить равным 12 мил, чтобы выполнить принцип 3W. Расстояние между элементами в программе рассчитывается на основе расстояния между краями, как показано на рисунке 2. 

Пусковой ток — это кратковременный, высокий ток, возникающий при включении источника питания или устройства. В наших источниках питания и электронных системах пусковой ток нежелателен, поскольку он может привести к перегрузке устройства и его повреждению.В импульсных понижающих источниках питания используется схема плавного пуска для управления скоростью нарастания тока во время запуска системы, постепенно подавая питание на нагрузку и смягчая влияние пускового тока на систему. Функция плавного пуска в понижающем источнике питания достигается за счет использования пускового конденсатора. Это эффективно подавляет пусковой ток, предотвращая превышение током заряда выходного конденсатора предельного значения тока импульсного источника питания во время запуска. Это уменьшает скачки тока в самой импульсной цепи и в последующих нагрузках, а также минимизирует падение входного напряжения. Кроме того, правильно настроенное время плавного пуска обеспечивает плавное нарастание выходного напряжения, избегая колебаний..Рассмотрим в качестве примера микросхему TPS54561DPRT от компании TI. Ее внутренняя функциональная блок-схема показана на рисунке 1. Микросхема TPS54561DPRT реализует плавный пуск путем подключения внешнего конденсатора к выводу SS/TR. Зависимость напряжения от тока для конденсатора выражается формулой I = C * dV / dt. Это показывает, что чем больше емкость, тем выше напряжение, и чем короче время зарядки, тем больше зарядный ток. Другими словами, для заданной емкости величина зарядного тока конденсатора пропорциональна скорости изменения напряжения. Типичный понижающий импульсный источник питания реализует настраиваемое время плавного пуска путем подключения внешнего пускового конденсатора CSS к выводу плавного пуска SS. Внутренний подтягивающий источник тока зарядки плавного пуска ISS заряжает пусковой конденсатор CSS, а затем сравнивает его с опорным напряжением VREF для определения окончания процесса плавного пуска. Согласно формуле зарядки конденсатора (I = C*ΔV/ΔT), время TSS, необходимое для зарядки напряжения на пусковом конденсаторе от нуля до VREF, составляет:TSS_SET = CSS * VREF/ISS (Уравнение 1)Для схемы понижающего преобразователя, если предположить, что заданное значение выходного напряжения равно VOUT, выходной конденсатор равен COUT, а пусковой ток, заряжающий выходной конденсатор, равен IINRUSH, то время, необходимое для повышения напряжения на выходном конденсаторе (т.е. выходного напряжения) от нуля до заданного значения VOUT, равно TSS_OUT. Используя формулу зарядки конденсатора, получаем:TSS_OUT = COUT * VOUT/IINRUSH (Уравнение 2)Требование к запуску импульсного источника питания заключается в том, что напряжение на конденсаторе плавного пуска должно зарядиться от нуля до VREF в течение времени плавного пуска TSS_SET, а напряжение на выходном конденсаторе должно зарядиться от нуля до заданного значения VOUT в течение того же промежутка времени. Следовательно, получаем:TSS_SET = TSS_OUT (Уравнение 3)Итоговая формула для расчета емкости конденсатора плавного пуска выглядит следующим образом: (Уравнение 4)При запуске импульсного преобразователя ток, заряжающий выходной конденсатор, обычно называют пусковым током, IINRUSH. Этот ток обычно составляет от 5% до 10% от максимального тока нагрузки импульсного преобразователя, IOUT,MAX. Если пусковой ток, IINRUSH, составляет 5% от максимального выходного тока импульсного источника питания, IOUT,MAX, то IINRUSH = 5% × IOUT. Подставляя IINRUSH = 5% × IOUTMAX в уравнение 4, получаем следующее выражение для конденсатора плавного пуска, CSS: (Уравнение 5) Рассмотрим в качестве примера микросхему TPS54561DPRT. Фактические данные для вычислений выглядят следующим образом:Требования: VOUT = 5,0 В, COUT = 3 * 47 мкФ = 141 мкФ, IOUT,MAX = 5,0 АПараметры: ISS = 1,7 мкА, VREF = 0,8 В, IINRUSH = 5% * 5,0 А = 0,25 АРезультаты расчетов:Используется стандартный конденсатор емкостью около 10 нФ. Именно поэтому на рисунке ниже C13 = 0,01 мкФ.Настройка конденсаторов плавного пуска является ключевым шагом в подавлении пускового тока и обеспечении стабильности системы. Правильный выбор емкости конденсатора позволяет защитить компоненты, одновременно обеспечивая выполнение требований к запуску в различных сценариях.  

Пусковой ток — это кратковременный, высокий ток, возникающий при включении источника питания или устройства. В наших источниках питания и электронных системах пусковой ток нежелателен, поскольку он может привести к перегрузке устройства и его повреждению.В импульсных понижающих источниках питания используется схема плавного пуска для управления скоростью нарастания тока во время запуска системы, постепенно подавая питание на нагрузку и смягчая влияние пускового тока на систему. Функция плавного пуска в понижающем источнике питания достигается за счет использования пускового конденсатора. Это эффективно подавляет пусковой ток, предотвращая превышение тока заряда выходного конденсатора предельным током импульсного источника питания во время запуска. Это снижает скачки тока в самой импульсной цепи и на последующих нагрузках, а также минимизирует падение входного напряжения. Кроме того, правильно настроенное время плавного пуска обеспечивает плавное нарастание выходного напряжения, избегая колебаний.Рассмотрим в качестве примера микросхему TPS54561DPRT от компании TI. Ее внутренняя функциональная блок-схема показана на рисунке 1. Микросхема TPS54561DPRT реализует плавный пуск путем подключения внешнего конденсатора к выводу SS/TR. Зависимость напряжения от тока для конденсатора выражается формулой I = C * dV / dt. Следовательно, чем больше емкость, тем выше напряжение, и чем короче время зарядки, тем больше зарядный ток. Другими словами, для заданной емкости величина зарядного тока конденсатора пропорциональна скорости изменения напряжения. Типичный понижающий импульсный источник питания реализует настраиваемое время плавного пуска путем подключения внешнего пускового конденсатора CSS к выводу плавного пуска SS. Внутренний подтягивающий источник тока зарядки плавного пуска ISS заряжает пусковой конденсатор CSS, а затем сравнивает его с опорным напряжением VREF для определения окончания процесса плавного пуска. Согласно формуле зарядки конденсатора I = C * ΔV / ΔT, время TSS, необходимое для зарядки напряжения на пусковом конденсаторе от нуля до VREF, составляет:TSS_SET = CSS * VREF / ISS (Уравнение 1)Для схемы понижающего преобразователя, если предположить, что заданное значение выходного напряжения равно VOUT, выходной конденсатор равен COUT, а пусковой ток, заряжающий выходной конденсатор, равен IINRUSH, то время, необходимое для повышения напряжения на выходном конденсаторе (т.е. выходного напряжения) от нуля до заданного значения VOUT, равно TSS_OUT. Используя формулу зарядки конденсатора, получаем:TSS_OUT = COUT * VOUT / IINRUSH (Уравнение 2)Требованием к запуску импульсного источника питания является зарядка напряжения на конденсаторе плавного пуска от нуля до VREF в течение времени плавного пуска TSS_SET, а также зарядка напряжения на выходном конденсаторе от нуля до заданного значения VOUT в течение того же промежутка времени. Следовательно, получаем:TSS_SET = TSS_OUT (Уравнение 3)Итоговая формула для расчета емкости конденсатора плавного пуска выглядит следующим образом:(Уравнение 4)При запуске импульсного преобразователя ток, заряжающий выходной конденсатор, обычно называют пусковым током, IINRUSH. Этот ток обычно составляет от 5% до 10% от максимального тока нагрузки импульсного преобразователя, IOUT,MAX. Если пусковой ток, IINRUSH, составляет 5% от максимального выходного тока импульсного источника питания, IOUT,MAX, то IINRUSH = 5% × IOUT. Подставляя IINRUSH = 5% × IOUTMAX в уравнение 4, получаем следующее выражение для конденсатора плавного пуска, CSS:(Уравнение 5)Рассмотрим в качестве примера микросхему TPS54561DPRT. Фактические данные для вычислений выглядят следующим образом:Требования: VOUT = 5,0 В, COUT = 3 * 47 мкФ = 141 мкФ, IOUT,MAX = 5,0 АПараметры: ISS = 1,7 мкА, VREF = 0,8 В, IINRUSH = 5% * 5,0 А = 0,25 АРезультаты расчетов:Используется стандартный конденсатор емкостью около 10 нФ. Именно поэтому на рисунке ниже C13 = 0,01 мкФ.Настройка конденсаторов плавного пуска является ключевым шагом в подавлении пускового тока и обеспечении стабильности системы. Правильный выбор емкости конденсатора позволяет защитить компоненты, одновременно обеспечивая выполнение требований к запуску в различных сценариях. 

Линейные стабилизаторы напряжения (LDO) регулируют выходное напряжение для обеспечения стабильной работы при изменяющихся значениях тока нагрузки. Однако, когда ток нагрузки превышает расчетный диапазон, например, при коротком замыкании или перегрузке, чрезмерный ток может привести к перегреву микросхемы или даже к ее повреждению. Для решения этой проблемы были разработаны механизмы защиты от перегрузки по току, которые ограничивают выходной ток и защищают как LDO, так и его нагрузку. LDO обычно имеют два механизма защиты от перегрузки по току: ограничение тока по принципу «кирпичной стены» и отключение по току.1. Ограничение тока с помощью кирпичной стеныКак следует из названия, ограничение тока по принципу «кирпичной стены» — это механизм «жесткого» отключения. Когда выходной ток превышает заданный предел I_LIMIT, LDO быстро ограничивает выходной ток до I_LIMIT. Из-за высокого тока нагрузки температура LDO постепенно повышается. Как только достигается температура защиты LDO, выходной ток LDO немедленно отключается. Судя по кривой зависимости выходного напряжения от выходного тока, это напоминает «кирпичную стену», препятствующую дальнейшему увеличению тока. Например, в техническом описании TPS7A16 указано, что пороговое значение ограничения тока по принципу «кирпичной стены» составляет 105 мА (типичное значение).Как видно из графика зависимости выходного напряжения от тока нагрузки на рисунке выше, когда ток нагрузки превышает I_LIMIT и срабатывает защита LDO от перегрева, выходное напряжение резко падает. Этот механизм обычно реализуется с помощью внутренней схемы измерения тока в сочетании со схемой защиты от перегрева. Внутренняя структура LDO включает в себя токовое зеркало для определения тока. Когда измеренный ток превышает установленный опорный ток, срабатывает ограничение тока, температура LDO повышается, и когда она достигает температуры защиты, силовой транзистор выключается, отключая выход.Это указывает на то, что ограничение тока по принципу "кирпичной стены" безопаснее при кратковременных перегрузках. Его особенность заключается в том, что он может выдерживать кратковременные перегрузки, но если перегрузка длится долго, накопление тепла приведет к срабатыванию тепловой защиты.2. Ограничение тока обратной связиОграничение тока с помощью механизма обратного хода очень похоже на стандартное ограничение верхнего предела. Однако его основная цель — ограничение общей рассеиваемой мощности. Это означает, что по мере уменьшения VOUT и стабилизации VIN, ограничение выходного тока линейно уменьшается, чтобы выходной транзистор оставался в пределах безопасного предела рассеиваемой мощности. Такие устройства, как TLV717P, используют механизм обратного хода и получают от него выгоду, поскольку они в основном размещаются в сверхмалых корпусах с более высоким тепловым сопротивлением. Поведение ограничения выходного тока TLV717P показано на рисунке 3. Как видно, поскольку VIN задан как VOUT + 0,5 В, максимально допустимая рассеиваемая мощность при 25 °C составляет 150 мВт. После превышения предела тока и начала уменьшения VOUT (при условии постоянного RLOAD), уменьшаются как IOUT, так и рассеиваемая мощность. Это немного усложняет работу неомических устройств, которые потребляют постоянный ток и могут вызвать состояние фиксации, при котором питаемое устройство продолжает уменьшать V.ВНЕ и LDO продолжает снижать IВНЕ.3. Отключение при перегрузке по токуВ отличие от ограничения тока по принципу "кирпичной стены" и ограничения тока по принципу "свертывания", защита от перегрузки по току использует быстрый внутренний механизм отключения. Внутренняя структура LDO включает в себя токовое зеркало для измерения тока и компаратор для обеспечения быстрого отключения выхода от перегрузки по току. Когда выходной ток LDO достигает тока защиты от перегрузки по току, LDO немедленно отключается. Таким образом, защита по пороговому току работает быстрее, чем ограничение тока по принципу "кирпичной стены" и ограничение тока по принципу "свертывания". Если на выходе LDO имеется большая емкостная нагрузка, на выходе LDO возникнет большой пусковой ток, который потенциально может вызвать срабатывание защиты от перегрузки по току, препятствуя его нормальному запуску. В этом случае не следует выбирать LDO с защитой от перегрузки по току.

При проектировании периферийной схемы интерфейса IIC мы обычно используем топологическую схему с подтягивающим резистором, показанную на рисунке 1, а ее внутренняя структура представляет собой выход с открытым стоком, показанный на рисунке 2.Уровень выходного сигнала с открытым стоком регулируется внешним подтягивающим резистором и внутренней логикой, что позволяет подтягивать шину к низкому уровню и отпускать её. Схема шины с открытым стоком состоит из NMOS-транзистора, который включается и выключается управляющим сигналом. Когда управляющий сигнал включает NMOS-транзистор, выходной сигнал низкий. Когда управляющий сигнал выключает NMOS-транзистор, выходной сигнал находится в плавающем состоянии, и для получения высокого уровня требуется внешний подтягивающий резистор. Такая конструкция позволяет затвору с открытым стоком гибко регулировать уровень шины, избегая при этом прямого управления шиной, что обеспечивает надежное соединение и связь между несколькими устройствами. Преимущества использования такого выхода с открытым стоком очевидны и отражены в следующих аспектах: 1. Предотвращение короткого замыкания Если вместо схемы с открытым стоком используется двухтактная схема, и к одной шине подключено несколько устройств, и один из выводов одного устройства выдает высокий уровень, а другой — низкий, то контакты VCC и GND этих двух выводов закоротят, что приведет к повреждению схемы. Однако схема с открытым стоком устраняет эту проблему. Независимо от количества устройств, подключенных к шине, риск короткого замыкания питания отсутствует. 2. Увеличение мощности привода и снижение энергопотребления.Подключение подтягивающего резистора к выводу drain_output позволяет сдвигать уровень сигнала и обеспечивает более высокую управляющую способность. Это позволяет использовать управляющую способность внешней цепи для уменьшения внутреннего тока управления микросхемы. Когда внутренний MOSFET микросхемы включен, ток управления течет от внешнего VCC через подтягивающий резистор, MOSFET, а затем к GND. Внутри микросхемы требуется лишь небольшой ток управления затвором.3. Используйте оператор "Проводное И", чтобы определить активное состояние шины.Несколько выходных контактов с открытым стоком могут быть подключены к одной линии для образования логического соотношения «И», известного как «проводная функция И». Когда любой из контактов переходит в низкое состояние, логический уровень на линии с открытым стоком становится равным 0. Этот же принцип используется шиной I2C для определения активного состояния шины.4. Содействие изменению уровня выпуска продукции.Уровень передаваемого сигнала можно изменять, варьируя напряжение подтягивающего источника питания, а высокий уровень выходного сигнала определяется напряжением VDD.

Линейные стабилизаторы напряжения (LDO) регулируют выходное напряжение для обеспечения стабильной работы при изменяющихся значениях тока нагрузки. Однако, когда ток нагрузки превышает расчетный диапазон, например, при коротком замыкании или перегрузке, чрезмерный ток может привести к перегреву микросхемы или даже к ее повреждению. Для решения этой проблемы были разработаны механизмы защиты от перегрузки по току, которые ограничивают выходной ток и защищают как LDO, так и его нагрузку. LDO обычно имеют два механизма защиты от перегрузки по току: ограничение тока по принципу «кирпичной стены» и отключение по току.1. Ограничение тока с помощью кирпичной стены Как следует из названия, ограничение тока по принципу «кирпичной стены» — это механизм «жесткого» отключения. Когда выходной ток превышает заданный предел тока, I_LIMIT, LDO быстро ограничивает выходной ток до I_LIMIT. Из-за высокого тока нагрузки температура LDO постепенно повышается. Как только срабатывает защитная температура LDO, выходной ток LDO немедленно отключается. Кривая выходного напряжения-тока напоминает «кирпичную стену», препятствующую дальнейшему увеличению тока. Например, в техническом описании TPS7A16 указан порог ограничения тока на уровне 105 мА (типичное значение).Как видно из графика зависимости выходного напряжения от тока нагрузки на рисунке выше, когда ток нагрузки превышает I_LIMIT и срабатывает защита LDO от перегрева, выходное напряжение резко падает. Этот механизм обычно реализуется с помощью внутренней схемы измерения тока в сочетании со схемой защиты от перегрева. Внутренняя структура LDO включает в себя токовое зеркало для определения тока. Когда измеренный ток превышает установленный опорный ток, срабатывает ограничение тока, температура LDO повышается, и когда она достигает температуры защиты, силовой транзистор выключается, отключая выход.Это указывает на то, что ограничение тока по принципу "кирпичной стены" безопаснее при кратковременных перегрузках. Его особенность заключается в том, что он может выдерживать кратковременные перегрузки, но если перегрузка длится долго, накопление тепла приведет к срабатыванию тепловой защиты.2. Ограничение тока обратной связиОграничение тока с помощью механизма обратного вычитания очень похоже на стандартное ограничение верхнего предела. Однако его основная цель — ограничение общей рассеиваемой мощности. Это означает, что по мере уменьшения VOUT и стабилизации VIN, ограничение выходного тока линейно уменьшается, чтобы выходной транзистор оставался в пределах безопасного предела рассеиваемой мощности. Такие устройства, как TLV717P, используют механизм обратного вычитания тока, поскольку они в основном размещаются в сверхмалых корпусах с более высоким тепловым сопротивлением. Поведение ограничения выходного тока TLV717P показано на рисунке 3. Как видно, поскольку VIN задан на уровне VOUT + 0,5 В, максимально допустимая рассеиваемая мощность при 25 °C составляет 150 мВт. После превышения предела тока и начала уменьшения VOUT (при условии постоянного RLOAD), как IOUT, так и рассеиваемая мощность уменьшаются. Это вносит некоторую сложность в работу неомических устройств, потребляющих постоянный ток и способных вызывать состояние фиксации, при котором питаемое устройство продолжает уменьшать VOUT, а LDO продолжает уменьшать IOUT.3. Защита от перегрузки по токуВ отличие от ограничения тока по принципу "кирпичной стены" и ограничения тока по принципу "складной кривой", защита от перегрузки по току использует быстрый внутренний механизм отключения. Внутренняя структура LDO включает в себя токовое зеркало для измерения тока и компаратор для быстрого отключения выхода от перегрузки по току. Когда выходной ток LDO достигает уровня защиты от перегрузки по току, LDO немедленно отключается. Таким образом, защита по пороговому току работает быстрее, чем ограничение тока по принципу "кирпичной стены" и ограничение тока по принципу "складной кривой". Если выход LDO нагружен большой емкостной нагрузкой, на выходе LDO возникнет большой пусковой ток, который потенциально может активировать механизм отключения от перегрузки по току и помешать его правильному запуску. В этой ситуации не следует выбирать LDO с защитой от перегрузки по току.

Резонансная частота микросхемы акселерометра является очень важным показателем производительности, который связан с рабочим диапазоном частот датчика.1. Определение резонансной частотыСам акселерометр представляет собой механическую конструкцию, поэтому он также имеет свою собственную частоту. Как показано на графике амплитудно-частотной характеристики на рисунке 1, когда частота внешних колебаний приближается к резонансной частоте, датчик начинает резонировать, и чувствительность акселерометра быстро возрастает. Соответствующая частота в этот момент является резонансной частотой.2. Влияние резонансной частоты на характеристики датчика.Чем меньше размер датчика, тем выше резонансная частота. Верхний предел частоты акселерометра зависит от резонансной частоты на амплитудно-частотной кривой. Как правило, рабочий диапазон частот акселерометра составляет менее 1/3 от его собственной резонансной частоты. Когда измеренная частота колебаний значительно ниже резонансной частоты, выходной сигнал акселерометра пропорционален измеренному ускорению.3. Факторы, влияющие на резонансную частотуКак упоминалось выше, увеличение резонансной частоты сенсорного чипа позволяет расширить диапазон рабочих частот, увеличить плоскую полосу частот датчика, расширить рабочий диапазон, использовать акселерометр в большем количестве сценариев и повысить его применимость. Однако на практике увеличение резонансной частоты также ограничивает возможности. Согласно следующей формуле, чем меньше масса блока, тем больше резонансная частота.Где f0 — резонансная частота, K — эквивалентная жесткость акселерометра, а M — эквивалентная масса датчика.Таким образом, резонансная частота является жестким ограничением, определяющим доступный диапазон частотной характеристики акселерометра. Разумное проектирование и применение требуют, чтобы рабочая частота была ограничена менее чем 1/3 резонансной частоты, а в высокоточных приложениях — менее чем 1/5 для обеспечения линейности и надежности. Частотная характеристика ADXL356, показанная на рисунке 2, имеет резонансную частоту приблизительно 5,5 кГц и полосу пропускания 3 дБ 2,5 кГц. В высокоточных приложениях частота среза фильтра нижних частот обычно устанавливается менее чем на 1 кГц.